一、半桥LLC在传统的开关电源中通常采用磁性元件实现滤波能量储存和传输。开关器件的工作频率越高磁性元件的尺寸就可以越小电源装置的小型化、轻量化和低成本化就越容易实现。但是开关频率提高会相应的提升开关器件的开关损耗因此软开关技术应运而生。要实现理想的软开关最好的情况是使开关在电压和电流同时为零时关断和开通(ZVSZCS)这样损耗才会真正为零。要实现这个目标必须采用谐振技术。二、LLC串联谐振电路根据电路原理电感电容串联或并联可以构成谐振电路使得在电源为直流电源时电路中得电流按照正弦规律变化。由于电流或电压按正弦规律变化存在过零点如果此时开关器件开通或关断产生的损耗就为零。下边就分析目前所使用的LLC谐振半桥电路。基本电路如下图所示其中CrLrLm构成谐振腔Resonant tank即所谓的LLCCr起隔直电容的作用同时平衡变压器磁通防止饱和。2.1 LLC电路特征1变频控制2固定占空比503在开关管轮替导通之间存在死区时间Dead Time因此Mosfet可以零电压开通ZVS,二次侧Diode可以零点流关断因此二极管恢复损耗很小4高效率可以达到925较小的输出涟波较好的EMI2.2 方波的傅立叶展开对于图2.1的半桥控制电路Q1,Q2在一个周期内交替导通即占空比为50。所以VA为方波幅值等于Vin其傅立叶级数展开为其基波分量为其中fsw为开关频率Vo.FHAt为谐振腔输入方波电压的基波分量。相应地谐振腔输出电压即理想变压器输出也为方波其基波分量为其中Ψ为输出电压相对输入电压的相移实际上为零。2.3 FHA 电路模型将图2.1所示电路的非线性电路做等效变换可以得到下图FHAFirst harmonic approximation一次谐波近似原理。该原理是假设能量的传输只与谐振回路中电压和电流傅立叶表达式中的基波分量有关因此如果忽略开关频率的影响则谐振腔被正弦输入电流Irt激励其表达式为其中为输入电流相对输入电压的相移。相应地谐振腔输出电流irect为由于Vo.FHAt与irectt同相位所以谐振电路的输出阻抗为其中Rout为负载阻抗该阻抗折算到变压器原边的反射阻抗Rac为所以谐振腔的输入阻抗Zins为变压器增益传递函数H(S)为电压增益M(fsw)为2.4 电压增益MfnλQ)分析对电压增益Mfsw表达式中的变量进行替换得到关于fnλQ三个参量的函数新的表达式为式中参数定义如下谐振频率特征阻抗品质因数Lr与Lm电感值比归一化频率作出λ0.2时MfnλQ)曲线簇如下图横轴为fn纵轴为M其中红色曲线为空载时Q0的电压增益曲线MOL随着fn趋向于无穷MOL逐渐趋向于M∞。从图中可以看到对于不同的Q值曲线都会经过Loadindependent pointfrunity gain且该点所有曲线的切线斜率-2λ。很幸运loadindependent point出现在电压增益特征曲线的感性区域这里谐振腔电流滞后于输入电压方波这个是ZVS的必要条件。通过改变输入谐振回路的方波电压频率可以稳定转换器的输出电压由于工作区域为电压增益特性的感性部分所以当输出功率减小或者输入电压增加时通过提高工作频率来稳定输出电压。考虑到这个问题如果转换器工作点与load-independent point很接近那么输出电压的稳定将会与宽负载变化相逆相应地开关频率变化范围也会很小。明显地输入电压范围越宽则工作频率范围也会相应地变的更宽因此很难对电路进行优化设计。这也是目前所有的谐振拓扑结构中普遍存在的缺点。一般来说大功率场合一般都有一级PFC电路。对于宽电压输入85Vac264Vac经过PFC之后都会升压到400V且变化范围不大1015。所以对于前端有PFC的LLC电路来讲LLC输入电压的波动很小因此上述问题不是很严重。工作电压变化范围是最小工作电压由PFC pre-regulator 持续能力决定holdup capabilityduring mains dips最大工作电压由OVP线路的门限值决定。因此当输入电压在正常值时谐振转换器可以在load-independent point优化设计而最小输入电压during mains dips交给谐振腔自身的提升能力处理。比如工作点低于谐振点另外还可以得到一个空载时二次侧Diode不导通的谐振频率fo2.4.1 Mmin和fmax的选取当输入电压Vdc最大输出负载最小时电压最小增益Mmin须大于M∞此时最大归一化频率为2.4.1 Mmax和fmin的选取当输入电压Vdc最小输出负载最大时电压最小增益Mmax此时最小归一化频率为关于λ的分析λ增加相应的变化为1M-fn平面上的增益曲线向着谐振频率fnr收缩这同时意味着空载谐振频率fno增加2空载增益特性渐近线M∞逐渐减小3每一条增益曲线的最大增益增加。2.4 归一化阻抗ZnfnλQ)分析作出λ0.2时ZnfnλQ)曲线簇如下图横轴为fn纵轴为Zn其中红色和蓝色曲线分别为空载和短路时的归一化阻抗特性曲线所有的Zn以两个归一化谐振频率fno和fnr为渐近线且不同Q值的曲线相交于一点该点的归一化频率fn.cross当工作频率大于交叉频率fcross时输入阻抗随输出电流的增大而减小当工作频率小于交叉频率时输入阻抗随输出电流的增大而增大。输出阻抗一直减小。根据fn可以将整个图分为三个区间fnfno 容性工作区fnfnr 感性工作区fnofnfnr 由阻抗相位决定是工作于感性还是容性区域题外话通过阻抗特性评估转换器的效率η输入功率输出功率所以效率η其中Yin.LOSS为输入阻抗的导纳admittance等于输入阻抗的倒数(reciprocal)假设Zn的虚部为零即Zin为零相位特征阻抗Zo为真实值不影响相位可以从中解出LLC谐振变换器工作于感性和容性区域的临界频率fz做归一化处理得到其中fnz只与固定的λQ相关此时输入谐振腔阻抗只有实部从电源只吸收有用功。同时可以得到最大品质因数最大品质因数Qmax当小于Qmax时对于相同的fnλ时谐振腔阻抗呈感性因此最大的电压增益Mmax将Qzfnλ带入MfnλQ中得到如Mz (fn, λ)的表达式因此在fnr和fno之间的部分可以画出Mz (fnλ)以确定感性和容性的分界线borderline如下图从图中还可以看到对于单一Q值曲线来讲最大的增益点总是落在容性区域三、ZVS约束条件Qmax的选择3.1 概述假设工作在感性区域只是半桥MOSFET ZVS的必要条件necessary condition并不是充分条件(sufficient condition)因为半桥中点的并联电容在FHA分析中被忽略在转换过程中需要充电charged和消耗depleted。为了了解ZVS的工作情况参照下图其中存在两个电容分别为POWER MOSFET的等效漏源极电容输出电容Coss和谐振腔阻抗杂散stray电容Cstray因此节点N处的总电容Czvs为转换过程如下图3.2 ZVS充分条件为了达到ZVS,在两个MOSFET轮换开通之间存在死区时间TD。由于工作在感性区域因此输入电流滞后于输入电压当半周期结束时谐振腔的电流Irt仍然在流入这个电流可以消耗储存在Czvs上的电荷从而使节点N的电压降为零所以在另一个开关开启时为零电压开通。在半周期结束时谐振电流腔中的电流必须可以保证在TD时间内将Czvs的电荷消耗完这就是ZVS的充分条件临界电流Izvs为这个电流等于流过谐振腔的无功电流的峰值90度异相这个电流决定电路的无功功率而有功功率的输入电流Iact所以输入电流Irt谐振腔电流滞后电压的相位Φ工作点的输入阻抗相位因此我们可以得到整个工作区间内半桥POWER MOSFET ZVS的充分条件sufficient condition的相位判定3.3 通过选取Qmax来保证ZVS的实现满载条件下的Qzvs1求tanΦ对于解出品质因数满载最小输入电压最大增益最小工作频率并不方便因此我们计算Qmax最大输出功率最小输入电压此时输入阻抗为零相位(由上边关于Qmax的描述可以看到Qmax是在Zn虚部为零的条件下得到的即相位Φ等于0而零相位则无法满足ZVS的充分条件也就是说半周期结束时的Irt不会大于临界值Izvs)所以选取5-10的差度保证相位Φ不为零从上式得到的结果要验证是否满足tan 的条件不满足则需要重新设计。空载条件下的Qzvs2当然ZVS的充分条件需要满足空载且最大输入电压时的情况这样满载时ZVS的最大品质因数增加了约束条件Qzvs2。空载时Q0所以而由ZVS充分条件知将上式简化得到空载且最大输入电压时的品质因数因此为了确保在整个工作区间谐振腔可以ZVS必须满足最大品质因数Qmax小于minQzvs1Qzvs2四、过载和短路条件时的工作情况参考上图中的电压增益特性假设谐振腔被设计以最大输出功率Pout.max工作于感性区域相应地QQmax并假定输出电压相对输入电压的增益大于1如图中MMx当输出功率逐渐由零开始向最大值增加相应的对于不同负载的增益也会逐步地从红色曲线Q0进入到黑色曲线QQmax。控制回路会保持M始终等于Mx不变因此静态工作点quiescent point会沿着MMx的水平线移动相应地水平线MMx和Q值曲线的交点的横坐标就是不同负载条件下的工作频率。如果负载增加到超过最大规定值QQmax最后转换器的工作点一定进入容性区域此时将会出现MOSFET硬开关如果没有矫正措施则可能会导致设备故障。事实上如果Q相对Qmax足够大与MMx的交叉点将会出现在分界线Mz的左半平面即容性区域如果Q值曲线的正切线超过MMx工作点将不会沿MMx移动。这意味者转换器将不能保证输出电压的稳定尽管工作频率会降低反馈反转feedback reversal但是输出电压仍会下降。限制最小工作频率MMx与QQmax的交点横坐标并不能阻止转换器进入容性工作区域。事实上当工作频率到达最小值时如果负载继续增加则会导致工作点沿着垂直线分ffmin移动最后穿过分界线。限制最小工作频率只有在最小工作频率归一化后大于1才有效果。所以考虑到输出端过载和短路的情况转换器的工组哦频率必须大于谐振频率fr以降低功率吞吐量power throughout。值得注意的是如果在一段限制时间内转换器规定传输峰值输出功率输出电压稳定必须保持远大于最大连续输出功率谐振腔必须以峰值输出功率设计确保其不会进入容性工作区间。当然热设计则可以只考虑最大连续输出功率即可。无论如何不论转换器被如何规定短路或者一般的过载情况超过最大谐振腔规定都需要附加手段处理比如限电流电路。五、磁集成LLC谐振半桥非常适合磁集成比如说将电感和变压器集中到单一磁性设备。这可以很容易从变压器的物理模型看出显然可以看到与LLC电路中的电感部分类似的拓扑结构。然而理想变压器在二次侧存在漏电感而在前边的讨论中都被忽略了。为了将二次侧漏感的效果考虑进FHA分析中我们学要一个特殊的变压器模型和一个简单化的假设。众所周知由于模型中理想变压器圈比的选择很多因此对于一个给定的变压器存在无穷多种电气等效模型。对一个合适的“等效”圈比n显然不同于物理上的圈比ntN1N2所有与漏磁通相关的元件都可以等效到一次侧。这种等效模型称作APR(All-Primary-Referred)即所有参数都等效于一次侧该模型满足FHA分析。通过选择n可以得到APR模型k 变压器耦合系数coupling coefficientL1一次侧绕组电感值L2单边二次绕组电感值注意1Lr仍旧保持了物理模型中的意义短路二次侧绕组时测量得到的一次侧电感值2一次侧电感L1不可以改变两种模型(physical model and APR model)不同的地方只是在分割方式上因此L1与Lr之间的不同点就是Lm。最后倘若这些参数通过等效APR模型阐述得到以上所作的分析可以直接应用在现实世界中的变压器。反之亦然vice versa基于FHA分析得到的设计流程将提供APR模型的参数因此必须增加步骤决定物理模型中的那些参数。尤其在计算圈比ntphysical model时由于Lr与Lm与现实世界中存在联系 LrLmLL1LμL1在物理模型中问题无法在数学上得到解决因为含有5个未知量LL1LμntLL2aLL2b 而APR模型中只有3个参数LrLmn.克服了该问题的假设是建立在磁路对称magnetic circuit symmetry假设一次侧和二次侧绕组的漏磁通刚好相等。由此假设可以得到六、设计步骤3.1 设计规格输入电压范围Vdc.Min-Vdc.max正常输入电压Vdc.nom输出电压Vout谐振频率fr最大工作频率fmax启机频率fstart3.2 附加信息节点 N 的并联电容Czvs死区时间TD3.3 一般设计准则准则1转换器设计工作在正常输入电压nominal input voltage准则2转换器必须能够自动调节当输入电压最大且零负载准则3转换器必须在一直工作于ZVS区域3.4 10个设计步骤1)由准则1知设正常输入电压下谐振频率点的增益等于1计算变压器APR圈比2)分别取输入电压范围的极值计算最大与最小增益3)按照定义计算最大归一化工作频率4)计算反射到变压器一次侧的等效负载阻抗5)计算最大输入电压最大工作频率零负载条件下电感比值λ6)计算最小输入电压满载时工作于ZVS区域的最大Q值选择90957)计算最大输入电压空载时工作于ZVS区域的最大Q值8)选择整个工作范围内(空载满载)可允许最大的Q值即Qzvs9)计算最小输入电压满载时最小工作频率10)计算谐振腔特征阻抗和所有的元件值LrLmCr【我已收藏】很完整的LLC谐振半桥电路分析与计算 - 知乎LLC电路的谐振工作模态浅析通俗容易理解半桥LLCLLC谐振电路是常用的拓扑广泛应用在目前的热门应用中本文主要从典型谐振状态来分析其基本工作过程后续我们将逐步扩展到其它工作状态。一.电路工作基本条件及电路组成图1 电路主要组成部分如上图1所示当Q1,和Q2交替导通时相当于一个幅值为Vdc的方波电压加在上图中的谐振腔部分那么必然在谐振腔电路中产生正弦电流交替的方波变压器原边线圈没有跨接在2个开关管中心和2个电容中心之间这不是传统的半桥对变压器原边施加正反向的电流而是变压器原边半周期充电另一半周期放电不是交替方波加在谐振腔2026.9.7电压加在上图中的谐振腔部分那么必然在谐振腔电路中产生正弦电流。为什么是正弦电流而不是三角波电流原因是方波电压由傅里叶级数展开可知是由‌奇次谐波的正弦波叠加而成‌包含基波一次谐波及高次谐波3次、5次等。当这个方波输入到LLC谐振网络时其LC结构被设计为在特定频率即谐振频率下阻抗最小、响应最强。因此只有接近该频率的‌基波分量‌能有效通过并被放大而其他高次谐波则被强烈抑制。它不是利用开关电源中电感的充放电伏秒平衡形成三角波电流。正弦电流和基波电压的基本相位关系主要有三种电压电流同相位电压超前于电流相位电压滞后于电流相位。当电压超前于电流时电路处于感性工作区域电压滞后于电流相位时电路处于容性工作状态。本文重点分析感性工作状态区域。这里我们进行开关节点的状态分析单独将开关部分拿出来作为图2如下所示。图2 半桥开关节点状态分析这个半桥LLC谐振开关主要由上下mosfet Q1和Q2组成的半桥开关我们定义谐振腔电流留出两个电流中点时为正电流相反方向为负电流。D1和D2为开关寄生的体二极管C1和C2为开关的寄生电容。二.开关的ZVS开通简要分析图3 开关ZVS开通分析接下来我们基于图3所示的驱动波形及谐振腔电流波形进行ZVS开通分析。图4 t0-t1阶段谐振电流流入D1在t0时刻电路中的开关均处于turn off状态谐振腔电流中只有磁化电流且为负电流这个电流流入电容中点进入Q1的体二极管此时若turn on Q1开关则由于Q1两端的电压非常小则开通损耗就非常小。所以一般认为只要在t0-t1之间的时刻开通Q1则Q1的开通损耗非常小此时电路处于感性工作区域且得到ZVS开通特性。图5 t1-t2之间Q1开通向输出传递能量t1-t2之间的工作状态比较简单Q1的开关是导通的因此谐振腔电压为正谐振腔电流也为正输入源Vdc向输出传递能量。图6 t2-t3之间Q2的ZVS开通在t2时刻时Q1是关闭的而谐振电流为正因此只能流过Q2的体二极管D2,Q2两端的电压就非常小在t2和t3之间的时刻开通Q2这个开关就会得到ZVS开通的特性开通损耗非常小。图7 t3-t4 Q2开关开通向输出传递能量t3-t4之间段半桥开关的下管Q2导通谐振电流流入电容中点因此这个阶段输入源通过Q2开关向输出传递能量此时电压和电流的方向都是负的。三电路谐振状态时序详细分析说到电路的谐振状态分析我们先了解一下电路存在的两个谐振工作频率。图8 电路的谐振频率fr谐振电路由于存在谐振电感和谐振电容因此具有一个谐振频率fr如图8所示。另一个谐振频率是由磁化电感Lm和谐振电容导致如图9所示。图9 电路的谐振频率fr2当我们提到谐振频率的时候我们通常是说fr这个频率。为了方便计算和分析我们通常会用当前工作频率相对于fr来定义归一化频率如图10所示。图10 归一化频率的定义下面我们主要基于如下的电路进行分析详细工作时序如图11所示。图11 LLC电路原理框图从中可以看出开关同样包含了寄生体二极管及寄生电容寄生电容包含mosfet CDS寄生电容及电路杂散电容,副边整流为了清晰说明原理我们采用了二极管整流后续我们会专门讨论同步整流相关的问题。图12 LLC谐振电路典型工作波形在图12中的典型工作波形中我们给出了以下主要信号波形主要包括Q1,Q2开关驱动波形原边电流包含磁化电流和谐振腔负载电流mosfet开关两端的电压即C1和C2两端电压副边电流即D3和D4的电流。电路分析主要以时间间隔来说明这里重点解释一下原边电流部分除了负载电流反射到原边的电流之外谐振腔的磁化电流部分不参与能量传递过程。图13 t最初的电路状态假设如图13所示下管Q2导通谐振电流为负流入电容节点副边整流管D4导通电路向副边传递能量。图14 t1-t2的死区电路分析从t0时刻时Q2驱动会关掉则两个开关都处于turn off状态电路进入死区时间阶段t0-t1此阶段没有能量从Vdc传递到输出端谐振腔电流仅仅为磁化电流进行谐振换流且基本保持固定值。所谓的谐振换流就是负的磁化电流在对寄生电容C1和C2充放电在这个阶段电流是负的所以主要是对C2进行充电同时对C1进行放电。这里有一个需要设计者注意的是磁化电流需要足够大以便在特定的死区时间内能够完成对C1的充电和对C2的放电设计者可以进行合适的死区时间选择和器件寄生参数的选择。当C2电压充电到高于Vdc时开关Q1的体二极管D1就可以随时准备导通。在死区阶段由于磁化电流基本不变变压器副边电压为0因此副边整流管都不导通。图15 t1-t2阶段电路分析这个阶段当Q1还没有导通的时候谐振电流还是流入寄生二极管D1不向副边传递能量,因此开关Q1两端的电压非常小此时若turn on Q1时可以得到ZVS开通特性一旦开通Q1后Vdc就把能量传递到输出端副边整流管D3就可以导通。图16 t2-t3阶段的能量传递阶段电路分析上图中即是Q1和D3导通,Vdc向输出传递能量的第一个半周期输出电压对变压器进行钳位则磁化电流线性上升如图17所示此时谐振腔电流叠加了负载电流所以比较大。图17 磁化电流变换公式在典型波形图上的C波形谐振电流波形上的蓝色部分就是在能量传递过程中除了磁化电流外获得的谐振腔电流。图18 t3-t4阶段死区电路分析在t3时刻时Q1还是导通状态此时谐振电流等于磁化电流此时turn off Q1开关如果此时谐振腔电流较小时则Q1关断损耗会比较小。值得注意的是这里有两个需要考虑的冲突的点在这个时刻需要关断Q1时的谐振电流尽可能地小Lm足够大以便减小关断损耗但是在前面的Q1开通分析时希望谐振电流尽可能地大Lm足够小以便在特定地死区时间内去完成C2充电和C1放电的过程。这里一般推荐用一个较大的Lm值去满足开通时充电谐振过程满足ZVS开通。这个阶段对应于Q1的关断及谐振充电放电过程以便为Q2导通做准备。这个过程中由于是死区时间谐振电流是磁化电流C2会通过磁化电流放电同时对C1进行充电当C1上的电压略高于Vdc时D2就可以导通。截止目前第一个半周期的工作过程已经分析完了后面的t4-t7之间的工作过程和前面一个半周期对称的过程此处不做具体分析。总结本文通过分析LLC谐振电路基本电路参数组成典型谐振频率及基本工作过程进行分析对后续的扩展分析做基础。————————————————版权声明本文为CSDN博主「创想工作室」的原创文章遵循CC 4.0 BY-SA版权协议转载请附上原文出处链接及本声明。原文链接https://blog.csdn.net/U_YAO/article/details/131026895二、传统半桥开关电源变压器线圈跨接在2个MOS管的中心点和2个电容的中心点电容分压一半。变压器原边线圈正反向充电2 半桥变换器(Half-BridgeConverter)原理半桥变换器(Half-Bridge Converter)拓扑结构如图所示S1导通S2关断时电流由输入电压端流经S1、变压器原边线圈与C2形成电流回路。此时变压器原边线圈两端压降为Vi-Vi/2Vi/2变压器原边线圈因电流流过而产生磁力线磁力线透过铁芯传到副边线圈1副边线圈1产生感应电势副边线圈1两端感应电压Vi/(2*n)使得理想整流二极管D1导通电流形成回路通过D1、输出储能电感与输出电容副边储能电感两端固定压降VL使得电感线圈上产生电流此增加的电流于电感铁芯内累积磁力线直到S1关闭为止S1关断S2关断时原边线圈因S1关断原边无电流回路产生变压器停止传输能量此时变压器副边线圈1和线圈2端点电压皆为0副边电流方向由储能电感到输出电容经过两线圈共同连接点各一半电流到D1与D2回到储能电感电感产生反电势致使D1与D2同时导通储能电感在开关关断时续流电感上压降与输出相同储存电感将导通时间储存在铁芯内的磁力线透过电感上的感应线圈以电流形式进行释放S1关断S2导通时电流由输入电压端流经C1、变压器原边线圈与S2形成电流回路此时变压器原边线圈两端压降为Vi-Vi/2Vi/2变压器原边线圈因电流流过而产生磁力线其磁力线透过铁芯传到副边线圈2副边线圈2产生感应电势副边线圈2两端感应电压Vi/(2*n)使得理想整流二极管D2导通。电流形成回路通过D2、输出储能电感与输出电容副边储能电感两端固定压降VL使得电感线圈上产生电流该增加的电流在电感铁芯内累积磁力线直到S2关闭为止S1关断S2关断时原边线圈因S2关断原边无电流回路产生变压器停止传输能量此时变压器副边线圈1和线圈2端点电压皆为0副边电流方向由储能电感到输出电容经过两线圈共同连接点各一半电流到D1与D2回到储能电感电感产生反电势致使D1与D2同时导通储能电感在开关关断时续流电感上压降与输出相同储存电感将导通时间储存在铁芯内的磁力线透过电感上的感应线圈以电流形式进行释放半桥变换器电压转换公式D1 占空比(每半周期)T 周期n 变压器匝比电压波形如图所示半桥变换器电压转换公式D2 占空比(每半周期)T 周期n 变压器匝比电压波形如图所示半桥变换器电压转换公式D 占空比(每半周期)T 周期n 变压器匝比半桥变换器的占空比半桥变换器在S1和S2各半周期交替开关成一完整周期此完整周期在变压器原边线圈两端电压Vp上。S1导通且S2关断时的半周期为正压降S2导通且S1关断时的半周期为负压降。S1和S2分别导通、关断时间相同所以副边Vf上呈现半周期重复且导通时间相同、大小相同的电压定义占空比为D。D定义为T/2内副边能量传输的占空比。https://zhuanlan.zhihu.com/p/14373987807三、PFCLLC海信电视电源原理采用单级PFCLLC集成架构,因为变压器的一次原边是一端接地的类似变压器充放电原理总结三种模式区别PFCLLC海信电视电源原理采用单级PFCLLC集成架构,因为变压器的一次原边是一端接地的类似变压器充放电原理。充电电压是全压半桥LLC采用单级PFCLLC集成架构,因为变压器的一次原边是一端接地的类似变压器充放电原理充电电压是全压的一半传统半桥开关电源变压器线圈跨接在2个MOS管的中心点和2个电容的中心点电容分压一半。变压器原边线圈正反向充电充电电压是全压的一半