简介这是西安邮电大学学报刊载的一篇四臂螺旋天线设计论文作者商锋、尚玮。针对传统底部馈电网络体积较大、难以小型化的问题论文提出单同轴电缆经轴心到顶部馈电的结构。顶部馈电网络由四个辐射贴片与四臂对应相连并用电感、电容完成阻抗匹配避免了Wilkinson功分器等大尺寸馈电部件。仿真表明正前方增益大于3dB轴比小于3dB的波束宽度达120°驻波比小于1.5天线高32.3mm、直径18.5mm比同类设计更紧凑适合卫星通信、武器制导等领域。资源为1个PDF文档共1.39MB已有300人学习下载。读者可获得新型馈电方式的原理、结构尺寸、仿真模型与参数优化过程不仅可直接参考其设计数据和建模方法还能学习小型化圆极化天线的设计思路是天线工程师、通信专业师生及射频研究者的实用参考文献和专业指导。 做卫星天线的同行应该都领教过四臂螺旋天线Quadrifilar Helix Antenna简称QHA的脾气方向图圆润、圆极化性能好、低仰角覆盖能力强几乎是卫星导航终端、低轨卫星通信和手持移动设备的首选天线形式。可一说到馈电环节很多人的眉头就皱起来了——四个螺旋臂需要幅度相等、相位依次相差90°的激励市面上常规方案要么靠手工剪同轴线凑相位要么用自相移结构牺牲带宽做出来的样品一致性全靠运气。这个项目就是我在这条路上踩了不少坑之后重新设计的一套馈电方案核心思路是把传统依赖手工的馈电分配网络改成一块可批量复制的PCB集成形式。今天就把这套设计从原理、仿真到实测完整拆开讲一遍希望对做天线和射频前端的朋友有实际帮助。1. 项目概述与设计目标1.1 四臂螺旋天线为什么一直是“万金油”四臂螺旋天线本质上是在一个圆柱面上等间距绕制四根螺旋臂相邻两臂之间相差90°相位激励。由于四臂上的电流围绕圆柱轴线旋转天线自然辐射圆极化波而且方向图呈“半球形”波束宽度可以做到很宽仰角20°以下依然有较好的增益覆盖。这个特性对卫星通信极其关键因为终端天线姿态不固定信号可能从任何方向来QHA这种“头顶一片天”的覆盖方式比贴片天线和偶极子天线都从容得多。我自己这些年接触到的项目里QHA主要用在三个场景第一是北斗/GPS双模定位终端要求天线贴着手持设备外壳依然能保持稳定收星第二是低轨卫星物联网模块卫星过境时天线波束要快速对准不能因为姿态变化就掉线第三是无人机数据链路地面站要求天线轻、方向图对称并且在金属地板上工作时性能不能塌陷。可以说QHA解决的是“运动中稳定通信”的刚需这也是它问世几十年依然没有被淘汰的根本原因。1.2 馈电网络是QHA性能的真正瓶颈QHA的辐射体结构并不复杂难就难在馈电。四根螺旋臂需要同时获得等幅、正交相位的信号因此馈电网络必须完成两件事第一把一路输入信号均分成四路第二保证四路信号相位严格按0°、90°、180°、270°递增。任何一路的幅度偏差或相位偏移都会直接拉高天线的轴比圆极化纯度变差最终表现就是接收灵敏度下降、低仰角信号频繁丢失。做天线的人都知道轴比是QHA最核心的指标它反映的是椭圆极化的程度。轴比3dB以下才能算“合格圆极化”1dB以下才是优秀的圆极化。而相位误差和轴比的关系非常敏感工程经验是相位误差每偏离10°会带来差不多1dB的轴比恶化幅度误差到1dB级别轴比基本就奔着3dB去了。所以在设计馈电网络时相位和幅度的均衡性必须从一开始就纳入约束条件而不是等样品出来再靠手工修补。2. 传统馈电形式的局限与破局思路2.1 主流馈电方案的原理与对比老一代QHA设计里最常见的馈电方案有三种自相移结构、外部90°混合电桥、以及威尔金森功分器加移相器组合。自相移方案是让四根螺旋臂本身采用略有差异的几何长度或加载方式让谐振频率错开利用谐振点附近的相位斜率自然形成90°相位差。这种方案结构最简单、成本最低但代价是带宽非常窄通常只有中心频率的几个百分点而且相位差受工艺加工误差影响很明显十套样机里能有两三套轴比合格就不错了。外部混合电桥方案是把馈电网络从天线本体中剥离出来用3dB电桥加等长电缆把信号送到四根螺旋臂。这种方案性能比自相移稳定很多但有个工程痛点——四根同轴电缆很难做到严格等长弯折半径不同、焊接长度不同都会引入额外相位差调试时经常出现“剪了一根线三根线又得重新配”的情况。功分器加移相器方案则相对灵活但无源移相器自身会带来插损且常规微带移相器面积大在小型化终端里很难塞进去。2.2 实际项目中踩过的三个大坑第一个坑是同轴电缆配相。以前做一款手持北斗终端四根半刚电缆从功分网络延伸到螺旋臂根部因为结构空间限制四根线走线路径长短不一实测相位差乱七八糟最后只能一根一根在矢网上手动选长度一个批次调了三天才勉强达到指标。第二个坑是自相移结构的温度漂移。另一款产品为了省成本用了印刷式自相移QHA常温下轴比1.8dB还算漂亮结果高低温箱一跑-40℃到85℃循环两次相位随介质常数变化漂移轴比直接恶化到4dB以上。这类问题不是因为辐射体不行而是谐振式移相对材料参数太敏感。第三个坑是馈电网络与天线本体的耦合。传统方案里馈电电缆和网络板往往紧挨着天线屏蔽又没做好馈线上的表面波和天线近场耦合导致方向图不对称最大辐射方向偏移了十几度。这让我意识到馈电网络不只是“分个相”那么简单它本身的电磁完整性和布局方式必须和天线协同设计。2.3 新型馈电的破局思路把之前踩过的坑摆在一起看核心矛盾其实很明确馈电网络需要一种不依赖手工、宽带稳定、且能和天线本体良好共存的实现方式。我的破局思路是彻底放弃“离散器件加电缆”的架构把整个馈电网络做成一块PCB直接安装在螺旋天线的底部。网络内部用微带分支线耦合器和等相位走线完成功率分配与相位配比四个输出端口通过尽可能短的过渡结构和螺旋臂根部相连。这样设计能拿到三个好处第一PCB蚀刻精度远高于手工剪线相位一致性由版图决定批量复制不会走样第二微带网络是分布参数结构没有集总元件温度稳定性好很多第三馈电网络和天线可以做成一个部件省掉连线和连接器整机装配效率高一大截。3. 新型馈电形式的结构设计与原理3.1 整体架构天线本体加底部馈电板整套结构分两个部分上部是印刷在柔性介质板材上的四臂螺旋辐射体绕制在聚醚醚酮PEEK圆柱骨架上下部是一块圆形的馈电网络PCB中心开孔让同轴连接器穿过四面伸出四个端口与四条螺旋臂根部焊接。为了减小网络对天线辐射的影响馈电板的尺寸控制在四分之一波长以内并且在天线底端和馈电板之间留了约2mm的间隙避免地平面过度靠近辐射体拉低增益。螺旋臂本身采用共面波导CPW形式的印刷结构臂宽4mm铜箔厚度1oz柔性基材用0.8mm聚酰亚胺。之所以不用普通FR4是因为天线要配合柔性卷绕工艺聚酰亚胺在反复弯折后电气性能和机械强度都更稳定。3.2 核心模块3dB分支线耦合器馈电网络的灵魂是一个90°分支线耦合器Branch-Line Coupler它负责把输入信号等分为两路并且让两路输出相位相差90°。这个结构大家可能在微波课上学过四端口网络两个直通输出端相位差90°隔离端接匹配负载。分支线耦合器最大的优势是结构对称、不需要集总元件在微带线工艺下天然适合PCB集成。我选的是单级分支线耦合器设计频率1575.42MHzGPS L1频段实际频带覆盖到1.2GHz到1.7GHz也可用。分支线耦合器四个臂的阻抗分别是串联臂特征阻抗Z0/√2≈35.4Ω并联臂特征阻抗Z050Ω。在Rogers 4350B基板上介电常数3.66厚度0.762mm50Ω微带线宽约1.65mm35Ω微带线宽约2.85mm四分之一波长线长约26mm。这个尺寸在70mm×70mm的圆板上放得下但余量不多所以版图里我把耦合器折叠成了马蹄形。3.3 等相位走线与巴伦集成分支线耦合器的输出端拿到的是0°和90°两路信号还要再各分出一路反相信号才能凑齐0°、90°、180°、270°四路。这里我在每一路后面再接了一个微型威尔金森功分器把信号一分为二其中一路经过180°等相位反相结构。这样四个端口的相位关系在版图上就固定下来了。这里有两个细节是传统方案最容易忽略的第一从功分器输出到四个螺旋臂根部的走线必须严格等长不能只算直线距离还要把过孔、拐角的等效长度算进去。我的做法是在每个端口后面留一段蛇形微带补偿线仿真时扫参微调让四个端口的S21相位差控制在±3°以内。第二每路输出都加了串联的直流接地电阻和隔直电容虽然这个天线项目里用不到有源偏置但留出这些位置以后可以直接接低噪声放大器前级不用再改版。3.4 为什么这样设计把“手工活”变成“PCB活”回顾传统方案的痛点其实都是手工环节太多造成的。新型馈电把功率分配、相位配比、阻抗变换全部固化在PCB版图里加工精度由PCB厂商保证而不是让产线工人拿烙铁和剪刀去碰运气。对批量产品来说这意味着每一台的馈电性能理论上是一致的剩下唯一的手工环节就是四根螺旋臂和馈电板的焊接而这个焊缝如果不碰坏介质和铜箔对相位的影响是可以控住的。4. 关键参数计算与仿真实现4.1 辐射体几何尺寸的工程估算天线本体设计从频率出发。工作中心频率f1575.42MHz自由空间波长λ0≈190.3mm。四臂螺旋天线的传统设计边界是螺旋直径大约取0.1λ0到0.15λ0螺旋一圈的轴向长度约0.25λ0到0.5λ0圈数通常在0.5到1圈之间。我的方案选了直径25mm约0.13λ0螺距80mm约0.42λ0圈数0.75圈轴向总高约60mm。螺旋臂总长度不能只看圆柱面上的投影长度要按螺旋线展开长度计算。直径25mm的圆柱一圈周长约78.5mm0.75圈的总弧长约59mm再加上螺距方向的分量实际单臂导体的电气长度约100mm。在仿真里这个长度最后微调到了96mm因为臂的印刷宽度和介质加载等效缩短了一部分波长。4.2 馈电网络的尺寸与阻抗匹配馈电网络板选Rogers 4350B而不是FR4是因为损耗角正切差了一个数量级1.5GHz下FR4的介质损耗会直接吃掉零点几个dB的增益再加上FR4的介电常数批次间波动大不适合做依赖相位精度的网络。板厚0.762mm、铜厚1oz这个组合是性能和成本比较折中的选择既能保证微带线特征阻抗加工精度又不至于太贵。关键微带线尺寸大致如下表具体以仿真优化结果为准参数项目设计值说明50Ω微带线宽1.65mm耦合器并联臂、输入输出线35.4Ω微带线宽2.85mm耦合器串联臂四分之一波长线长26mm分支线耦合器工作臂威尔金森功分器隔离电阻100Ω0402封装蛇形相位补偿线长度范围03mm用于端口相位微调阻抗匹配上输入端口目标是50Ω通过一段渐变微带线过渡到网络内部。四个输出端口到螺旋臂根部之间留了过孔盘直接和柔性板的焊盘对接。需要留意的是螺旋臂输入阻抗并不是纯50Ω它在谐振点附近大概在60Ω到80Ω之间波动所以我在每个输出端口后面都预留了一小段开路线作为匹配枝节仿真时用优化器扫描枝节长度把四端口的反射系数压到-15dB以下。4.3 全波仿真流程与优化边界整套结构我是在CST Studio Suite里建的三维模型辐射体、骨架、馈电板、同轴连接器、地板全部画进去。求解器用时域TLM频带设1.2GHz到1.8GHz。仿真里最需要注意的是边界条件我习惯把辐射边界放到距离天线至少λ/2的位置否则方向图会受边界反射污染。优化目标依次有三个第一四个激励端口的幅度差小于0.3dB相位差严格落在90°±3°以内第二天线端口驻波比小于1.5第三在1.55GHz到1.6GHz频段内轴比小于1.5dB。仿真迭代大概跑了三十轮每次都在CST里自动扫相位补偿线的长度和匹配枝节的位置。说句实在话仿真模型和实物之间永远有差距所以版图设计时一定要留出可调余地比如蛇形线、可切铜箔的枝节这些细节能让调试少掉一半头发。5. 实测验证与问题排查实录5.1 实测结果与分析样品回来后第一件事是上矢网测四端口到输入端的传输系数。实测结果让我松了口气中心频率在1.573GHz比仿真低了约2MHz原因在介质常数实际值和标称值有微小偏差但S11依然在1.52GHz到1.63GHz频段低于-12dB驻波比指标过关。四个端口的幅度差最大0.25dB相位差偏差最大4.2°这个精度虽然比仿真略差但整体在可接受范围内。暗室远场测试的结果是1.575GHz处峰值增益4.3dBic比仿真低了约0.5dB主要损耗来源应该是螺旋臂和馈电板焊接处的额外电阻以及天线骨架的介质损耗。方向图在仰角60°以上覆盖良好低仰角20°处增益掉到约-1dBic符合QHA的典型特征。轴比在最大辐射方向测到1.2dB在仰角30°到90°的范围内都低于2.5dB基本满足设计预期。5.2 常见问题速查表与排查思路调试过程中遇到的一些典型问题整理成了一张速查表方便以后排查现象可能原因处理方法中心频率整体偏低介质常数偏大或天线臂过长微调臂长缩短匹配枝节某一端口相位偏差大走线长度计算漏了过孔/拐角等效长度差分法测S21相位补蛇形补偿线轴比高频段恶化分支线耦合器带宽不足改为双级耦合器或加宽带补偿枝节方向图不对称馈电板和天线间距过近抬高天线或缩小馈电板参考地增益比仿真低焊接处额外电阻、板材损耗检查焊缝改用低温焊锡膏排查相位问题时我的土办法是把四路S21相位两两做差看看偏差规律。如果固定某一端口总比其他端口偏大大概率是那段走线过孔等效长度没算准直接加长或剪短蛇形补偿线就可以如果偏差随机分布就要优先检查焊接质量和螺旋臂的卷绕均匀度。5.3 几个特别的调试心得最后分享几个在这个项目里积累的实操心得。第一相位补偿线千万不要追求一次仿真到位加工误差是客观存在的版图上留出蛇形微调区调试时用刻刀小心修整铜箔比重新打板省太多时间。第二天线和馈电板之间的地连接至关重要很多所谓“天线没问题但系统收星差”的案例其实是地回流路径太长导致共模辐射实测前先检查底部过孔是否均匀、间隔是否过大。第三有条件的话样品测试前先在矢网上看四端口的阻抗匹配只有四个端口S11都低于-15dB天线的轴比才有意义否则方向图再漂亮也是虚的。这个新型馈电结构目前已经在一个手持卫星通信终端上小批量试产最直观的改善是产线不再需要专职调试员装配后抽检轴比一致性比之前手工方案高了一大截。下一步我打算把分支线耦合器改成双级结构把馈电带宽扩展到1.1GHz到1.7GHz这样同一块馈电板就能覆盖北斗B1、B3和GPS L1、L2等多个频段省掉一板一频的重复设计。做天线的路就是这样每解决一个瓶颈前面就会冒出新的挑战但至少这次馈电这个坎算是踏实迈过去了。本文还有配套的精品资源点击获取