前段时间做了一块板子需求方只丢过来一行字100-V No-Opto Flyback Regulator。翻译成大白话就是输入直流母线最高到100V输出一路隔离的稳压电源拓扑用反激反馈不能走光耦。样机调了两周后面量产批测了一百多块电压精度和工作稳定性都在预期内。这篇就把这一整套东西从需求拆解、原边反馈原理、变压器计算到调试踩坑完整捋一遍。正在做工业辅助电源、高压母线取电、或者纯隔离DC-DC的工程师应该能在里面找到点有用的东西。1. 100V输入和“不要光耦”的反激到底对应什么需求1.1 什么样子的项目会点名要这个方案先说“100-V”这个输入等级。民用品里很少见但在工业设备里相当普遍。我这边接到的场景是给一块伺服驱动器的控制板做辅助电源主回路母线电压在48V到100V之间波动控制板上需要一路稳定的12V给MCU、运放和隔离通信电路供电功率不大12W左右但是要求输入输出隔离。类似的项目还有几类工业两线制传感器或者PLC远程模块从48~60V总线取电转成5V或者3.3V给内部电路充电桩、智能电表里的辅助电源输入侧直接从高压直流母线拉电光伏优化器、储能BMS里的小功率隔离电源电动自行车/低速车上的DC-DC电池包电压接近100V。这类应用的共同点是输入电压范围宽、功率不大、必须隔离、板子空间有限。反激拓扑几乎是唯一选择。“No-Opto”这个要求最早是客户提的理由是维修反馈里光耦和TL431这一级的故障率偏高高低温循环后输出电压漂移也比预期明显。后来我仔细想了一下这个判断有道理。中小功率辅助电源里光耦TL431虽然是几十年的经典方案但它确实是整个环路里可靠性最弱的一环。1.2 拿掉光耦省下什么又要付出什么做个直白的对比。常规反馈型反激电源次级侧需要一颗TL431做基准比较一颗光耦把误差信号跨过隔离带传到初级再加上一排偏置电阻、补偿电容。无光耦反激把这些全部省掉次级只有一个输出整流二极管和一个电容反馈信号通过变压器绕组本身送回初级。省下来的东西很诱人元件数量减少贴片费用下来一截光耦的CTR电流传输比离散、老化、温漂问题全部消失次级到初级的爬电距离不用再为光耦引脚单独考虑整体高度和面积都能压小。但代价也很现实。失去了次级真实电压的直接采样反馈精度会从光耦方案的±1%~±2%掉到±3%~±5%这个区间动态响应也会变慢。毕竟初级只能“间接估算”次级电压中间隔着变压器绕组电阻、二极管压降和采样时序误差。有光耦反激和无光耦反激的对比我整理了一张表对比项传统光耦反激无光耦原边反馈反激反馈精度±1% ~ ±2%±3% ~ ±5%补偿后动态响应较快带宽可到5~10kHz较慢带宽通常1~2kHz元件数量多光耦TL431偏置网络少省掉一整套次级反馈成本高约0.5~1.5元低长期可靠性光耦CTR会漂移老化无此问题设计复杂度环路调试相对直接变压器和采样时序要求高所以“No-Opto”不是单纯省成本是一种可靠性优先的取舍。如果你的产品处在高低温差大、振动强、维护周期长的工业环境里这个取舍非常划算。1.3 无光耦反激的能力边界前面说了优点这里把丑话说在前面。无光耦反激适合单路输出、中小功率、对精度要求不太苛刻的场合。如果客户要求全负载范围、全温度范围输出都在±1%以内那直接老老实实上光耦别在原边反馈上死磕。另外多路输出时原边反馈只能精确控制主输出那一路第二路、第三路的交叉调整率会很难看。做之前一定跟需求方确认清楚。我这次设计的规格是输入36V~100V直流输出12V/1A效率目标85%以上空载功耗尽量低。下面所有计算都围绕这个目标展开。2. 原边反馈的原理次级电压是怎么“绕”回初级的2.1 反激一个开关周期里的三个动作要理解无光耦反激得先把反激的开关波形在脑子里过一遍。MOSFET导通时原边电感从输入母线储能电流线性上升副边二极管反偏输出靠电容维持。MOSFET关断的瞬间原边电流没有回路只能耦合到副边副边二极管导通变压器储存的能量向输出电容和负载释放。退磁结束以后所有绕组电流归零电感与寄生电容开始谐振漏极电压出现衰减振铃。关键就在MOSFET关断这个时间段。副边导通时副边绕组两端电压大致等于 Vout 加上整流二极管压降 Vd。这个电压通过匝比反射到原边绕组V_OR Np / Ns × (Vout Vd)同时辅助绕组也会感应出按自己匝比缩放的电压V_AUX Na / Ns × (Vout Vd)所以只要在MOSFET关断期间抓住辅助绕组上的电压平台就能反推出次级输出电压。这就是原边反馈Primary Side RegulationPSR的核心逻辑。有些控制器甚至不接辅助绕组直接从原边绕组电阻分压采样道理一样但采样时序更难处理。2.2 采样时机不是任何时候都能采原理听起来简单真做起来第一个坑就是“什么时候采”。MOSFET刚关断那几百纳秒漏感能量还在释放原边绕组电压上有严重的振铃和尖峰这时候采的电压根本不能代表次级输出。等到振铃衰减一些进入稳定的退磁平台才可以采样。芯片内部一般用前沿消隐时间Leading Edge BlankingLEB把开始一段屏蔽掉然后在退磁平台的中段开一个采样窗口。为什么选平台中段而不是后段因为快退磁结束的时候副边电流越来越小输出二极管压降逐渐变化绕组上的电压也会偏离理想值。平台中段的电流变化率相对平缓采样结果最接近真实 Vout Vd。示波器上如果看到辅助绕组电压平台是倾斜的甚至有台阶说明变压器绕组耦合不好或者采样窗口没对准后面调试部分会细说。2.3 恒压和恒流都能从原边拿很多人以为原边反馈只能做恒压其实恒流CV/CC也能做。核心在于反激的功率传输关系是确定的。副边平均输出电流可以写成I_out 0.5 × I_ppk × (t_demag / T_sw) × (Np / Ns)其中 I_ppk 是原边峰值电流t_demag 是退磁时间T_sw 是开关周期。原边峰值电流通过CS电阻直接就知道退磁时间可以通过辅助绕组电压降到零的时刻来判断开关周期更是控制器自己发出来的。三个量都在原边可测次级平均电流自然就算出来了。这也是为什么很多带PSR的充电器芯片能同时做到恒压恒流不需要次级任何反馈元件。不过我的设计只需要恒压恒流部分留着只是方便以后扩展。2.4 为什么CCM模式在原边反馈下很难受反激可以工作在连续导通模式CCM也可以工作在断续模式DCM。无光耦方案基本都强制DCM或者临界导通模式BCM原因有两个。第一CCM下退磁还没结束副边二极管就持续导通次级电流不为零。此时辅助绕组电压虽然也反映了 VoutVd但副边电流造成的绕组电阻压降、二极管导通压降变化全都会混进采样值精度很难保证。第二CCM没有退磁结束的“拐点”控制器无法准确判断采样窗口的终点恒流计算也失去了 t_demag 的依据。所以很多PSR控制器的内部逻辑就直接默认工作在DCM/BCM通过谷底导通或者频率折返来维持效率。设计变压器时也要按照DCM边界来算这个区别于传统CCM反激变压器设计务必注意。3. 主要器件选型控制器、启动电路、功率管3.1 PSR控制器选型时盯住这几个指标市面上标称PSR的控制器不少AC-DC充电器领域一大堆但搬到100V输入的DC-DC场合很多芯片直接就不满足条件。我选型的时候列了一个检查清单检查项要求输入电压范围必须覆盖100V最好留20%裕量内部FET还是外部FET100V输入建议外部FET或内部高压FET采样方式辅助绕组采样/原边绕组分压采样工作模式强制DCM/BCM或QR避免CCM轻载策略有burst模式空载功耗能做得低保护功能过压、过流、短路保护齐全VCC启动电路尽量选带高压启动电流源的筛选下来能满足输入电压和采样精度要求的控制器其实就那么多。选型的时候别只盯着精度参数要特别注意芯片的VCC耐压和辅助绕组供电匹配否则后面会出一堆怪问题。3.2 高压启动和VCC供电最容易被低估的功耗来源100V输入虽然比AC-DC的300V整流后电压低但启动电路照样不能随便搞。很多传统方案用一个大电阻从输入直接接到VCC电容电阻选小了启动功耗大选大了启动时间慢。在AC-DC里大家习惯用几百kΩ到了100V DC-DC里同样阻值的电阻功耗是300V场景的九分之一看起来压力不大但如果辅助绕组供电设计不好控制器一直要靠启动电阻补电功耗和发热还是会超标。我这里比较推荐两种做法直接用带高压启动电流源的控制器启动完成后内部自动关断启动通路外部用一个小MOS管和电阻搭一个启动开关VCC起来后切断启动回路。最终我选的是带高压启动的控制器省事空载输入功耗可以压到几十毫瓦。3.3 MOSFET、RCD吸收和输出二极管怎么定100V输入的反激MOSFET应力按公式算VDS(max) Vin(max) V_OR V_spike按我的设计Vin(max)100VV_OR大约50V漏感尖峰按40V估计总应力约190V。考虑降额和启动浪涌我直接选了400V耐压的MOSFET不差这点成本可靠性稳很多。如果用内部集成FET的控制器注意其FET耐压必须明显高于这个值很多标称100V输入的控制芯片并不适合配大匝比变压器原因就在这里。RCD吸收网络是反激标配。钳位电压取V_OR的1.2~1.3倍这样既能限制漏感尖峰又不会把漏感能量全部变成损耗。吸收电阻的功耗按漏感能量乘以开关频率估算不能拍脑袋选否则温度高了容易炸。输出二极管方面12V输出用肖特基。反向电压大约V_RR Vout Vin(max) × Ns / Np 12 100 / 4 37V再叠加振铃尖峰选60V耐压的肖特基管足够了。低压大电流场景不要用快恢复管肖特基的开关损耗低一大截。4. 变压器设计12W原边反馈反激的完整计算过程4.1 设计输入条件先钉死设计目标我列成一张表参数数值输入电压范围36V ~ 100V DC输出电压12V输出电流1A输出功率12W目标效率≥85%开关频率85kHz工作模式DCM/BCM边界原边反馈反激的变压器是整套设计的心脏下面每个参数都要认真算。4.2 反射电压和匝比先定反射电压 V_OR。这个值取多少有讲究。取大了低输入电压时占空比不高但MOSFET应力大取小了低输入电压时占空比太大原边峰值电流高。经验上对于12V输出这个等级V_OR取50V左右比较合适。次级电压按 Vout Vd 计算肖特基导通压降取0.4V匝比 n Np / Ns V_OR / (Vout Vd) 50 / 12.4 4.03取整匝比4反推实际反射电压约49.6V。这个值在可接受范围内。最低输入电压时的最大占空比Dmax V_OR / (Vin(min) V_OR) 49.6 / (36 49.6) 0.579最高输入电压时的最小占空比D